アクティブEMI低減

EMCの分野において、アクティブEMI低減（またはアクティブEMIフィルタリング）とは、能動電子部品を利用して電磁干渉（EMI）を低減またはフィルタリングすることを目的とした技術を指します。アクティブEMI低減は、受動電子部品のみを含むRCフィルタ、LCフィルタ、 RLCフィルタなどのパッシブフィルタリング技術とは対照的です。能動要素と受動要素の両方を含むハイブリッドソリューションが存在します。[1] IEC [2] およびFCC [3] によって発行された伝導性および放射性放出に関する規格では、 異なるクラスの電気機器に許容される最大ノイズレベルが設定されています。対象となる周波数範囲は、伝導性放出の場合は150kHz〜30MHz、放射性放出の場合は30MHz〜40GHzです。[4]これらの要件を満たし、電磁干渉の影響を受ける電気機器の機能を保証することが、EMIフィルタを組み込む主な理由です。電気システムにおいて、電力変換器（DC/DCコンバータ、インバータ、整流器など）は、高周波スイッチング比によって不要な高速電流および電圧過渡現象を引き起こすため、伝導EMIの主な発生源となります。パワーエレクトロニクスは、今日では電力産業用途から自動車産業に至るまで、多くの分野に普及しているため、[5] EMIフィルタリングは必要不可欠です。放射妨害波に重点が置かれている通信産業などの他の分野では、デジタルエレクトロニクスを活用したスペクトラム拡散クロックや電磁シールドなど、EMI低減のための他の技術が開発されています。

動作原理

アクティブEMI低減の概念は、アクティブノイズコントロール[6]によって音響分野ですでに実装されており、次の3つの異なるブロックを考慮して説明できます。

  • センシング段：不要なEMIノイズ（動作電流に重畳された高周波電流、または電圧として処理できる）を検知し、電子段に送ります。センサーとしては、電流を検出する変流器、または電圧を検出する容量分岐などが考えられます。検出信号は、振幅と位相の両方においてノイズと完全に一致する必要があります。
  • 電子ステージ：記録された信号は、電子回路を用いて増幅および反転されます。様々な構成のオペアンプやインアンプ、あるいはトランジスタなどのアナログデバイスが使用されます。伝導性エミッション周波数においては、多くのデバイスを用いることで高いゲインと広い帯域幅を実現できます。この電子ブロックには外部電源が必要です。
  • 注入段：加工された信号は最終的に逆位相でシステムに再注入され、ノイズの低減またはキャンセルを実現します。電流は容量分岐を用いて注入でき、電圧は直列トランスを用いて誘導できます。

アクティブEMI低減デバイスは、システムの通常動作に影響を与えてはなりません。アクティブフィルタは、システムによって生成される高周波ノイズのみに作用することを目的としており、DCまたは電源周波数における通常動作に影響を与えることはありません。

フィルタートポロジ

EMIノイズはコモンモード（CM）と差動モード（DM）に分類できます。[7]

補償すべきノイズ成分に応じて、異なるトポロジーと構成が可能です。アクティブフィルタには、フィードバック制御とフィードフォワード制御の2種類があります。前者は受信側でノイズを検出し、ノイズを抑制するための補償信号を生成します。後者はノイズ源でノイズを検出し、ノイズを打ち消すための逆位相信号を生成します。

図1: 単一周波数ノイズ回路の概略図。

EMI ノイズのスペクトルは複数のスペクトル成分で構成されていますが、図 1 に示すように、単純な回路表現を可能にするために、1 つの周波数だけが考慮されます。ノイズ源は、負荷インピーダンスに正弦波電流を供給するノートン表現を持つ正弦波源として表されます。 I s {\displaystyle I_{s}} I L {\displaystyle I_{L}} Z L {\displaystyle Z_{L}}

フィルタの目的は、負荷を流れる単一周波数のノイズ電流をすべて抑制することです。この目的をどのように実現するかを理解するために、 ヌルレータと ノレータという 2 つの基本的な回路要素について説明します。ヌルレータは電圧と電流が常にゼロになる要素ですが、ノレータは電圧と電流が任意の値になる要素です。たとえば、ヌルレータを負荷インピーダンスに直列または並列に配置することで、 の両端の単一周波数ノイズ電流または電圧をキャンセルできます。次に、ノレータは キルヒホッフの電流法則と電圧法則(KVL と KCL) を満たすように配置する必要があります。アクティブ EMI フィルタは、負荷における電流または電圧を常に一定に保とうとします。この特定のケースでは、この値はゼロになります。ヌルレータとノレータの組み合わせはヌルレータ を形成します。これは、理想的な制御電圧/電流源によって表される要素です。[8] [9] ノレータとナレータの直列および並列の組み合わせにより、理想的な制御電源の4つの可能な構成[10]が得られ 、フィードバックトポロジーの場合は図2に、フィードバックトポロジーの場合は図3に示されています。 Z L {\displaystyle Z_{L}}

実現可能な4つの実装は次のとおりです。[11]

  • 電流検知 - 電流注入（電流制御電流源）
  • 電圧検知 - 電流注入（電圧制御電流源）
  • 電流検知 - 電圧注入（電流制御電圧源）
  • 電圧検知 - 電圧注入（電圧制御電圧源）
図 2: フィードバック トポロジの可能な構成の概略図。

フィードバック

フィルタの性能と有効性を評価するために、各ケースにおける挿入損失（IL）を評価することができます。ILはdB単位で表され、達成可能なノイズ減衰量を表し、以下のように定義されます。

I L = 20 l o g 10 | V w i t h o u t | | V w i t h | {\displaystyle IL=20log_{10}{\frac {|V_{without}|}{|V_{with}|}}}

ここで、はフィルタなしで測定された負荷電圧であり、はフィルタがシステムに組み込まれた負荷電圧です。回路にKVL、KCL、およびオームの法則を適用することで、これら2つの電圧を計算できます。 [11]がフィルタのゲイン、つまり検出信号と注入信号間の伝達関数である 場合、ILは次のようになります。 V w i t h o u t {\displaystyle V_{without}} V w i t h {\displaystyle V_{with}} A {\displaystyle A}

タイプ フィルタのゲイン（A） 挿入損失（IL）
（a）Iセンシング - Iインジェクション 電流ゲイン

I c = A ∗ I L {\displaystyle I_{c}=A*I_{L}}

1 + A ∗ Z s Z s + Z L {\displaystyle 1+A*{\frac {Z_{s}}{Z_{s}+Z_{L}}}}
(b) Vセンシング - I注入 トランスインピーダンスゲイン

I c = A ∗ V L {\displaystyle I_{c}=A*V_{L}}

1 + A Y s + Y L {\displaystyle 1+{\frac {A}{Y_{s}+Y_{L}}}}
(c) Iセンシング - V注入 透過アドミタンス利得

V c = A ∗ I L {\displaystyle V_{c}=A*I_{L}}

1 + A Z s + Z L {\displaystyle 1+{\frac {A}{Z_{s}+Z_{L}}}}
(d) Vセンシング - V注入 電圧利得

V c = A ∗ V L {\displaystyle V_{c}=A*V_{L}}

1 + A ∗ Z L Z L + Z s {\displaystyle 1+A*{\frac {Z_{L}}{Z_{L}+Z_{s}}}}

IL が大きいほど減衰が大きくなることを意味し、IL が 1 より小さい場合は、アクティブ フィルタによって不要なノイズ信号が増幅されることを意味します。たとえば、タイプ (a) (電流検知および補償) および (d) (電圧検知および補償) のフィルタでは、と の不整合が十分に大きく、2 つのうちの 1 つが他方に比べて無視できるほど小さい場合、システム インピーダンスに関係なく IL が提供され、ゲインが高いほどパフォーマンスが向上することを意味します。と の間の大きな不整合は、ほとんどの実際のアプリケーションで発生します。この場合、ノイズ ソース インピーダンスは、標準的なテスト セットアップではLISNインピーダンスに等しい負荷インピーダンス よりもはるかに小さい (差動モード テスト セットアップの場合) か、はるかに大きい (共通モード テスト セットアップの場合)です。[12] [13]これら 2 つのケースでは、IL は次のように近似できます。 Z L {\displaystyle Z_{L}} Z s {\displaystyle Z_{s}} Z L {\displaystyle Z_{L}} Z s {\displaystyle Z_{s}} Z s {\displaystyle Z_{s}} Z L {\displaystyle Z_{L}} 50 Ω {\displaystyle 50\Omega }

タイプ インピーダンス 約 IL
（a）Iセンシング - Iインジェクション Z s {\displaystyle Z_{s}} >> Z L {\displaystyle Z_{L}} 1 + A {\displaystyle 1+A}
(d) Vセンシング - V注入 Z s {\displaystyle Z_{s}} << Z L {\displaystyle Z_{L}} 1 + A {\displaystyle 1+A}

一方、タイプ(c)（電流検出および電圧補償）アクティブフィルタでは、ILを最大化するために、アクティブフィルタのゲインは、与えられたシステムの総インピーダンスよりも大きくなければなりません。これは、フィルタがノイズ電流を遮断するために、ノイズ源と受信機の間に高い直列インピーダンスを提供する必要があることを意味します。タイプ(b)（電圧検出および電流補償）アクティブフィルタについても同様の結論が成り立ちます。アクティブフィルタの等価アドミタンスは、フィルタなしのシステムの総アドミタンスよりもはるかに高くする必要があります。これにより、アクティブフィルタはノイズ電流を迂回させ、受信機ポートにおけるノイズ電圧を最小限に抑えます。このように、アクティブフィルタは、従来の受動LCフィルタと同様に、ノイズ伝播経路を遮断および迂回させようとします。しかしながら、タイプ(b)または(c)のトポロジを採用するアクティブフィルタは、生のシステムの総インピーダンス（またはアドミタンス）よりも大きなゲインAを必要とします。言い換えれば、たとえ両者の不整合が大きい場合でも、ILは常にシステムインピーダンスとに依存します。[ 10] Z L {\displaystyle Z_{L}} Z s {\displaystyle Z_{s}}

フィードフォワード

図 3: フィードフォワード トポロジの可能な構成の概略図。

フィードバックフィルタは負荷側でノイズを検出し、ソース側で補償信号を注入しますが、フィードフォワードデバイスは逆の動作を行います。つまり、ソース側で検出し、負荷側で補償を行います。そのため、タイプ(b)と(c)ではフィードフォワード型の実装は不可能です。[10]タイプ(a)（電流検出と注入）とタイプ(d)（電圧検出と注入）は実装可能であり、計算されたILは次のようになります。

タイプ フィルタのゲイン（A） 挿入損失（IL）
（ア） 電流ゲイン

I c = A ∗ I L {\displaystyle I_{c}=A*I_{L}}

1 1 − A ( 1 − A ∗ Z L Z L + Z s ) {\displaystyle {\frac {1}{1-A}}(1-{\frac {A*Z_{L}}{Z_{L}+Z_{s}}})}
（エ） 電圧利得

V c = A ∗ V L {\displaystyle V_{c}=A*V_{L}}

1 1 − A ( 1 − A ∗ Z s Z s + Z L ) {\displaystyle {\frac {1}{1-A}}(1-{\frac {A*Z_{s}}{Z_{s}+Z_{L}}})}

これら2つのケースにおいて、ノイズを最大限低減するための条件、すなわちILを最大化するための条件を考慮すると、フィルタのゲインが1のときに達成できます。 の場合、 が成り立ちます。また、または、一般的に言えば の場合、挿入損失は負になり、アクティブフィルタはノイズを低減するのではなく増幅してしまう ことにも注意してください。 A → 1 − {\displaystyle A\rightarrow 1^{-}} I L → ∞ {\displaystyle IL\rightarrow \infty } A → 1 + {\displaystyle A\rightarrow 1^{+}} A > 1 {\displaystyle A>1}

能動態と受動態

  • EMI パッシブ フィルタのパフォーマンスは周囲の電気システムのインピーダンスに依存しますが、一部の構成ではアクティブ フィルタではこのことは発生しません。
  • アクティブ フィルタでは、内部回路に外部電源が必要です。
  • アクティブ フィルタは電子部品の安定性に対処する必要があります。
  • システムの動作電流と電圧が増加すると、受動部品のサイズと価格が増加します。アクティブフィルタは検出された高周波の小信号のみを処理するため、この問題は発生しません。

参照

参考文献

  1. ^ Ali, Marwan; Labouré, Eric; Costa, François (2013年9月). 「統合型ハイブリッドEMIフィルタ：アクティブ部の研究と実現」. 2013年第15回ヨーロッパパワーエレクトロニクス・アプリケーション会議 (EPE) . pp.  1– 8. doi :10.1109/EPE.2013.6634697. ISBN 978-1-4799-0116-6. S2CID  10951074。
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  3. ^ “連邦通信委員会”.連邦通信委員会. 2020年11月11日時点のオリジナルよりアーカイブ。 2018年6月15日閲覧。
  4. ^ 「放射および伝導エミッション試験 - EMC試験初心者ガイド - EMC FastPass」EMC FastPass 2015年6月2日
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  6. ^ 「パッシブノイズキャンセレーションとアクティブノイズキャンセレーションの違いとは？」『Electronic Design』2017年11月7日
  7. ^ ポール・クレイトン・R. (2006).電磁両立性入門（第2版）. ホーボーケン、ニュージャージー州: Wiley. ISBN 978-0-471-75500-5。
  8. ^ Hashemian, Reza (1977年11月). 「ノレータ・ヌレータペアを用いたネットワーク伝達関数の記号表現 - IET Journals & Magazine」. IEE Journal on Electronic Circuits and Systems . 1 (6): 193– 197. doi :10.1049/ij-ecs.1977.0032.
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  10. ^ abc Son, Yo-Chan (2006年3月). 「EMI低減および高調波補償のためのアクティブフィルタの一般化」. IEEE Transactions on Industry Applications . 42 (2): 545– 551. doi : 10.1109/TIA.2006.870030 .
  11. ^ ab Amaducci, Alessandro (2017年8月). 「車載システムにおけるコモンモードEMI抑制のための広帯域アクティブフィルタの設計」. 2017 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility & Signal/Power Integrity (EMCSI) . pp.  612– 618. doi :10.1109/ISEMC.2017.8077941. ISBN 978-1-5386-2229-2. S2CID  11053622。
  12. ^ Zhang, Dongbing (2000年9月). 「オフラインコンバータのノイズ源インピーダンスの測定」(PDF) . IEEE Transactions on Power Electronics . 15 (5): 820– 825. Bibcode :2000ITPE...15..820Z. doi :10.1109/63.867670.
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