TL431
TL431
電圧レギュレータIC
等価回路図（機能レベル）
機能的に同等な簡略化された回路図
タイプ調整可能なシャント電圧レギュレータ
導入年1977
オリジナルメーカーテキサス・インスツルメンツ

TL431集積回路（IC）は、 3端子の調整可能な高精度シャント電圧レギュレータです。外部分圧器を使用することで、TL431は最大100mAの電流で 2.495～36Vの 電圧をレギュレーションできます。基準電圧の公称2.495Vレベルからの典型的な初期偏差はミリボルト単位で測定され、最悪の場合の最大偏差は数十ミリボルトです。この回路はパワートランジスタを直接制御でき、TL431とパワーMOSトランジスタの組み合わせは、高効率で非常に低いドロップアウトのリニアレギュレータに使用されます。TL431は、入出力ネットワークが光電子結合されたスイッチング電源用の事実上の業界標準エラーアンプ回路です。 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ]

テキサス・インスツルメンツは1977年にTL431を発表しました。21世紀においても、オリジナルのTL431は、多数のクローン製品や派生製品（TLV431、TL432、ATL431、KA431、LM431、TS431、142ЕН19など）とともに生産され続けています。これらの回路は機能的に類似していますが、ダイサイズやレイアウト、精度や速度特性、最小動作電流、安全動作領域、特定の電圧リファレンスなどが大きく異なる場合があります。

建設と運営

トランジスタレベルの回路図。V CA =7 Vでの定常制御用に規定されたDC電圧[ 4 ]

TL431は、安定した2.495Vのスイッチング閾値を持ち、明らかなヒステリシスを持たない理想的なNPNバイポーラトランジスタスイッチと機能的に同等です。この「トランジスタ」の「ベース」、「コレクタ」、「エミッタ」は、伝統的にリファレンス（RまたはREF）、カソード（C）、アノード（A）と呼ばれます。[ 5 ]正の制御電圧V REFはリファレンス入力とアノードの間に印加され、出力電流I CAはカソードからアノードへと流れます。[ 5 ]

機能レベルでは、TL431 には入力制御電圧を 2.495 V の電圧リファレンスと比較するオープンループオペアンプが含まれています。[ 5 ]ただし、これは単なる抽象化です。両方の機能は TL431 のフロントエンド内で密接にリンクされています。物理的な 2.495 V 電源はありません。実際の内部リファレンスは、入力エミッタ フォロワT1、T6 によって駆動される 1.2 Vワイドラー バンドギャップ(トランジスタ T3、T4、T5) によって提供されます。[ 6 ]これにより、カソード - アノード電圧が 2.495 V を下回り、最小で約 2.0 V まで低下した場合でも、正しい動作が可能になります。差動増幅器は 2 つの電流源(T8、T9) で構成され、それらの電流の正の差が T10 のベースに流れ込みます。[ 6 ]出力オープンコレクタトランジスタT11は最大100mAの電流を流すことができ、逆ダイオードによって極性反転から保護されています。 [ 4 ] [ 5 ]この回路は過電流や過熱に対する保護を提供しません。[ 4 ] [ 5 ]

電流と電圧の関係

小さな誤差電圧に対する電流-電圧曲線。 [ 7 ]緑色のゾーンは、最大電流定格まで上方に広がる、推奨される高トランスコンダクタンス領域です。黄色のゾーンでの動作は可能ですが、推奨されません。[ 8 ] [ 7 ] [ 2 ]

V REF が2.495 V のしきい値より十分に低い場合 (電流電圧曲線の点 A)、出力トランジスタはオフになります。フロントエンド回路に供給される残留カソード-アノード電流 I CA は、100 ～ 200 μA の範囲内に留まります。 [ 9 ] V REF がしきい値に近づくと、I CA は300～ 500 μA に上昇しますが、出力トランジスタはオフのままです。[ 9 ]出力トランジスタがしきい値に達すると (点 B)、導通 (オン) し始め、I CA は約 30 mA/V の速度で上昇し始めます。[ 9 ] V REF がしきい値を約 3 mV 超えて I CA が500～600 μA に達すると (点 C)、トランスコンダクタンスは1.0～1.4 A/V に急激に上昇します。[ 9 ]このポイントを超えると、TL431は通常の高トランスコンダクタンスモードで動作し、差動電圧からシングルエンド電流へのコンバータモデルで都合よく近似できます。[ 1 ] [ 9 ]電流は、カソードと制御入力を接続する負帰還ループがV REF を閾値を超えるあるポイントで安定させるまで上昇します。この点（V ref）は、厳密に言えば、完全なレギュレータの基準電圧です。[ 7 ] [ 3 ]あるいは、TL431は電圧コンパレータとしてフィードバックなしで動作することも、シュミットトリガとして正帰還付きで動作することもできます。このようなアプリケーションでは、I CA はアノード負荷と電源容量によってのみ制限されます。[ 10 ]

基準入力電流I REF はI CAとは無関係で、約2 μAでほぼ一定です。基準入力を供給するネットワークは、少なくともこの2倍（4 μA以上）の電流を供給できる必要があります。REF入力がハングした状態での動作は禁止されていますが、TL431に直接損傷を与えることはありません。[ 10 ]ピン間の電圧が安全限度内であれば、任意のピンの断線、任意のピンのグランドへの短絡、または任意のピンペア間の短絡に対しても耐えることができます。[ 11 ]

精度

試験条件における基準電圧と自由空気温度の関係。設計中心（中央のグラフ）と最悪ケースの偏差±2%（上と下のグラフ）[ 12 ]

データシートに記載されている公称基準電圧VREF = 2.495Vは、ツェナーモードで周囲温度+25°C（77°F）、ICA =10mAでテストされています。[ 13 ]しきい値電圧と低トランスコンダクタンスモードと高トランスコンダクタンスモードの境界は指定されておらず、テストもされていません。[ 9 ]実際のアプリケーションでは、特定のTL431によって維持される実際のVREFは、次の4つの要因に応じて2.495Vよりも高くなるか低くなる可能性があります。

  • 特定のチップの個々の初期偏差。TL431の異なるグレードでは、通常状態での偏差は±0.5%、±1%、または±2%以内です。[ 14 ]
  • 温度。バンドギャップ基準電圧の熱特性は、こぶ状の曲線を描く。設計上、このこぶは+25℃（77°F）を中心とし、VREF = 2.495Vとなる。+25℃（77°F）の上下では、VREFは数ミリボルトずつ緩やかに減少する。しかし、特定のICが標準値から大きく逸脱すると、このこぶは低温側または高温側にシフトし、最悪の場合には単調に上昇または下降する曲線となる。[ 15 ] [ 12 ]
  • 出力インピーダンスは有限であるため、V CA電圧の変化はトランジスタや三極管の場合と同様に、I CAと間接的にV REFに影響を与えます。I CA が一定である場合、V CAの1 Vの上昇は、 V REFの≈1.4 mV（最悪の場合最大2.7 mV）[ 13 ]の減少で相殺される必要があります。この比率 μ = 1 V / 1.4 mV ≈ 300–1000、または≈ 50–60 dB は、 DCおよび低周波における理論上の最大開ループ電圧利得です。 [ 16 ]
  • 有限の相互コンダクタンスにより、 ICAの上昇はVREFを0.5～1mV/mA​​の割合で上昇させます。 [ 17 ]

スピードと安定性

TL431の開ループ周波数応答は、 1次ローパスフィルタとして確実に近似できます。支配的な極は、出力段の比較的大きな補償コンデンサによって提供されます。 [ 16 ] [ 10 ]等価モデルには、70 nFのコンデンサでシャントされた理想的な1 A/V電圧-電流コンバータが含まれています。[ 16 ]典型的なカソード負荷が230  Ωの場合、これは10 kHzの開ループカットオフ周波数と2 MHzのユニティゲイン周波数に変換されます。[ 16 ] [ 18 ]さまざまな二次効果により、実際のユニティゲイン周波数はわずか1 MHzです。実際には、1 MHzと2 MHzの差は重要ではありません。[ 18 ]

I CA、V CAのスルーレート、およびV REFのセトリング時間は規定されていません。テキサス・インスツルメンツ社によると、電源投入時の過渡現象は約2μs続きます。まずV CA は急速に約2Vまで上昇し、その後約1μsの間このレベルに固定されます。内部容量を定常電圧まで充電するには、さらに0.5～1μsかかります。[ 19 ]

容量性カソード負荷 (C L ) は不安定性や発振を引き起こす可能性があります。[ 20 ]オリジナルデータシートの安定性境界チャートによれば、TL431 は C Lが 1 nF 未満または 10 μF を超える場合、絶対的に安定しています。[ 21 ] [ 22 ] 1 nF～10 μF の範囲内では、発振の可能性は C L、 I CA、および V CAの組み合わせに依存します。[ 21 ] [ 22 ]最悪のシナリオは I CAと V CAが低い場合に発生します。逆に、TL431 が最大消費電力定格に近い値で動作する場合、 I CAと V CAが高い組み合わせでは絶対的に安定しています。 [ 22 ]ただし、高 I CAおよび高 V CA向けに設計されたレギュレータでも、V CA がまだ定常レベルに上昇していない電源投入時に発振する可能性があります。 [ 21 ]

テキサス・インスツルメンツは2014年のアプリケーションノートで、自社の安定性境界チャートが過度に楽観的であることを認めた。 [ 22 ]そこでは位相マージンがゼロの「典型的な」ICサンプルについて説明されているが、実際には、堅牢な設計では少なくとも30度の位相マージンを目標とすべきである。[ 22 ]通常、カソードと負荷容量の間に直列抵抗を挿入し、後者のESRを実質的に増加させることで、不要な振動を抑制するのに十分である。直列抵抗は比較的低い周波数で低周波ゼロを導入し、負荷容量のみによって引き起こされる不要な位相遅れの大部分を打ち消す。直列抵抗の最小値は1Ω（高CL ）から1kΩ（低CL 、高VCA ）の間である。[ 23 ]

アプリケーション

リニアレギュレータ

基本的なリニアレギュレータ構成。4番目の回路では、低ドロップアウト動作のために追加の正電源電圧ΔUが必要です。直列抵抗RAはTL431をゲート容量から分離します。

固定ツェナーモード

TL431レギュレータの最も単純な回路は、制御入力をカソードに短絡することで構成されます。この2端子回路はツェナーダイオードのような電流電圧特性を持ち、安定した閾値電圧VREF≈2.5Vと約0.2Ωの低周波インピーダンスを持ちます。[ 24 ]インピーダンスは100kHz付近から増加し始め、10MHz付近で10Ωに達します。[ 24 ]

可変ツェナーモード

2.5 Vを超える電圧を制御するには、外付けの分圧器が必要です。分圧抵抗R2とR1により、カソード電圧と出力インピーダンスは数倍に増加します。[ 25 ]最大持続安定化電圧は36 Vを超えてはなりません。最大カソード-アノード間電圧は37 Vに制限されています。[ 26 ] TL431は歴史的に、この用途を念頭に置いて設計・製造され、「高価な温度補償型ツェナーダイオードの非常に魅力的な代替品」として宣伝されていました。[ 27 ]1+R2R1{\displaystyle 1+{\tfrac {R2}{R1}}}

追加のパストランジスタ

エミッタフォロワを追加すると、シャントレギュレータがシリーズレギュレータに変換されます。単一の npn 型トランジスタまたはダーリントンペアでは、かなり高いコレクタ-エミッタ電圧降下が必要になるため、効率は平凡です。[ 28 ]単一の共通エミッタ pnp 型トランジスタは、わずか ≈0.25 V の電圧降下で飽和モードで正常に動作しますが、ベース電流が非現実的なほど高くなります。[ 29 ]複合pnp 型トランジスタはそれほど多くの駆動電流を必要としませんが、少なくとも 1 V の電圧降下が必要です。[ 29 ] N チャネル パワーMOSFETデバイスは、低い駆動電流、非常に低いドロップアウト電圧、および安定性の最適な組み合わせを可能にします。[29] ただし、低ドロップアウト MOSFET 動作には、 ゲートを駆動するための追加のハイサイド電圧源 (回路図の ΔU) が必要です。[ 29 ]

TL431を使用した閉ループレギュレータ回路は、常にI CAが1mA以上（電流電圧曲線のD点）の高トランスコンダクタンスモードで動作するように設計されている。[ 8 ] [ 7 ] [ 2 ]制御ループの安定性を高めるには、最適なI CA を約5mAに設定する必要があるが、全体的な効率が低下する可能性がある。[ 30 ] [ 7 ]

スイッチング電源

SMPSにおけるTL431の典型的な使用法。シャント抵抗R3はTL431の最小電流を維持し、直列抵抗R4は周波数補償ネットワーク（C1R4）の一部である[ 31 ] [ 32 ]

21 世紀では、フォトカプラの発光ダイオード(LED) を搭載した TL431 が、安定化スイッチング電源(SMPS)の事実上の業界標準ソリューションとなっています。 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ] TL431 の制御入力を駆動する抵抗分圧器と LED のカソードは通常、レギュレータの出力に接続され、フォトカプラのフォトトランジスタはパルス幅変調(PWM) コントローラの制御入力に接続されます。 [ 33 ] LED をシャントする抵抗 R3 (約 1 kΩ) は、I CA を1 mA のしきい値以上に保つのに役立ちます。[ 33 ]ラップトップ コンピュータに付属する一般的な電源/充電器では、平均 I CA は約 1.5 mA に設定されており、これには 0.5 mA の LED 電流と 1 mA のシャント電流が含まれます (2012 年のデータ)。[ 7 ]

TL431 を使用した堅牢で効率的かつ安定したスイッチング電源の設計は、一般的ではあるものの複雑な作業です。[ 34 ]最も単純な構成では、周波数補償は積分回路C1R4によって維持されます。 [ 34 ]この補償回路に加えて、制御ループの周波数応答は、出力平滑コンデンサ、TL431 自体、およびフォトトランジスタの寄生容量によって影響を受けます。 [ 35 ] TL431 は、1 つではなく 2 つの制御ループによって制御されます。1 つは分圧器を介して出力コンデンサに接続されたメインの「低速レーン」ループ、もう 1 つは LED を介して出力レールに接続されたセカンダリの「高速レーン」ループです。[ 36 ]この IC は、LED の非常に低いインピーダンスによって負荷がかけられ、電流源として動作します。つまり、不要な電圧リップルは、ほとんど妨げられることなく出力レールからカソードに伝わります。[ 36 ]この「高速レーン」は中帯域周波数（約10kHz～1MHz）で支配的であり、[ 37 ]通常はツェナーダイオード[ 38 ]またはローパスフィルタを使用してLEDと出力コンデンサを分離することで遮断されます。[ 37 ]

電圧コンパレータ

基本的な固定閾値コンパレータとその派生回路（単純な時間遅延リレーとカスケード接続されたウィンドウモニタ）である。高速ターンオフ過渡現象を確実にするために、負荷抵抗RLは少なくとも5mAのオン状態電流を供給する必要がある[ 39 ]。

最も単純なTL431ベースのコンパレータ回路では、I CA を約5 mAに制限するために1つの外付け抵抗が必要です。 [ 39 ]より低い電流での動作は、ターンオフ過渡が長くなるため望ましくありません。[ 39 ]ターンオン遅延は主に入力電圧と閾値電圧（オーバードライブ電圧）の差に依存し、オーバードライブ電圧が高いほどターンオンプロセスが高速化されます。[ 39 ]最適な過渡速度は、10%（≈250 mV）のオーバードライブと10 kΩ以下のソースインピーダンスで達成されます。[ 39 ]

オン状態のV CA は約2 Vまで低下し、これはトランジスタ・トランジスタ・ロジック（TTL）および5 V電源のCMOSロジックゲートと互換性があります。 [ 40 ]低電圧CMOS（例：3.3 Vまたは1.8 Vロジック）では、抵抗分圧器によるレベル変換が必要です。[ 40 ]またはTL431をTLV431などの低電圧代替品に交換する必要があります。[ 41 ]

TL431ベースのコンパレータとインバータは、リレーロジックのルールに従って簡単にカスケード接続できます。例えば、2段ウィンドウ電圧モニタは、次の場合にオンになります（出力がハイ状態からロー状態に切り替わります）。

あなたREF（1+R3/R4）<あなた私北<あなたREF（1+R1/R2）{\displaystyle U_{REF}(1+R3/R4)<U_{IN}(1+R1/R2)}, [ 42 ]

ただし、２つのトリップ電圧間の広がりが十分に広くなるように、より大きいものとする。 [ 42 ]R1/R2{\displaystyle R1/R2}R3/R4{\displaystyle R3/R4}

文書化されていないモード

TL431は本質的に不安定であり、数kHzから1.5MHzの周波数範囲で電圧制御発振器として動作する。 [ 43 ]このような発振器の周波数範囲と制御則は、TL431の特定のメーカーに大きく依存する。[ 43 ]異なるメーカーのチップは通常、互換性がない。[ 43 ]

TL431のペアは、1Hz未満から約50kHzまでの周波数範囲の対称型非安定マルチバイブレータのトランジスタを置き換えることができる。 [ 44 ]これも文書化されていない潜在的に危険なモードで、周期的なコンデンサ充電電流が入力段保護ダイオード（回路図のT2）を流れる。[ 44 ]

変異体、クローン、派生品

STMicroelectronicsのTL431とON SemiconductorのKA431はどちらもスルーホールTO-92パッケージです。
3つの異なるメーカーによるTL431のダイ。左がTIのオリジナルダイ。各ダイの中で最も明るい部分は補償コンデンサで、その近くの大きな櫛状の構造は出力トランジスタである。「冗長」コンタクトパッドは、集積回路のパッケージング前のVREFのテストと段階的な調整に使用される[ 45 ]。

様々なメーカーがTL431、あるいはKA431やTS431といった類似の名称で販売している集積回路は、テキサス・インスツルメンツのオリジナルとは大幅に異なる可能性があります。その違いは、文書化されていないモードでのテストによってのみ明らかになることもあれば、データシートで公表されていることもあります。例えば、Vishay TL431はDC電圧ゲインが異常に高く（約75dB）、100Hzで減衰し始めます。10kHzを超える周波数ではゲインは標準値に戻り、標準の1MHz周波数で1に達します。[ 16 ] SG6105 SMPSコントローラには、TL431と表記された2つの独立したレギュレータが搭載されていますが、それらの最大I CAとV CAはそれぞれ16Vと30mAしかありません。メーカーはこれらのレギュレータの精度試験を行っていません。[ 46 ]

廃番となったTL430は TL431の姉妹品で、テキサス・インスツルメンツ社がスルーホールパッケージのみで製造し、VREFは2.75Vであった。そのバンドギャップリファレンスは熱補償されておらず、TL431よりも精度が劣り、出力段には保護ダイオードがなかった。[ 47 ] [ 48 ]表面実装型のTL432は電気的にはTL431と同じだが、ピン配置が異なっている。[ 14 ]

2015 年に、テキサス インスツルメンツ社は、非常に高効率のスイッチング モード レギュレータ用の TL431 の改良派生製品である ATL431 を発表しました[ 49 ]。このレギュレータの V REFは 2.495 V ではなく 2.5 V です。推奨される最小動作電流はわずか 35 μA (標準 TL431: 1 mA) で、最大の I CAと V CA は標準と同じです (100 mA と 36 V)。[ 50 ]ユニティ ゲイン周波数は、高周波リップルを減衰してコントローラにフィードバックされないように 250 kHz に下げられています。ATL431 の不安定領域は非常に異なります。[ 50 ]低電圧および低電流では、コンデンサが高品質で低インピーダンスのタイプであれば、実用的な容量性負荷で完全に安定しています。[ 51 ] [ 52 ]直列デカップリング抵抗の最小推奨値は250Ω（標準TL431：1Ω）である。[ 53 ]

TL431とその派生品を除けば、2015年時点で業界で広く使用されているシャントレギュレータICは2つだけです。[ 54 ]どちらのタイプも機能と用途は似ていますが、内部回路、基準レベル、最大電流と電圧が異なります。[ 54 ]

  • テキサス・インスツルメンツのバイポーラLMV431はVREFが1.24Vで、80μAから30mAの電流で最大30Vの電圧を制御できる。[ 55 ] [ 56 ]
  • ON Semiconductorの低電圧CMOS NCP100はVREFが0.7Vで、 100μAから20mAの電流で最大6Vの電圧を制御できます。[ 57 ] [ 58 ]

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参考文献

書籍とジャーナル

企業出版物

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